Linkwitz CrossFeed Circuit

CrossFeedのオリジナル回路の出典元です。

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18 - ヘッドフォンリスニングの改善 - ステレオクロスフィード回路を構築します。
音再生の不自然な広がりと、

正常な聴覚体験に対応しないチャンネル間の完全な分離を低減する

簡単な回路が記載されている。

この "スーパーステレオ"エフェクトは、最初は印象的でしたが

しばらくすると非常に疲れました。

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と開発者のLinkwitz氏は言っていますが

スピーカでの再生環境をヘッドフォンで少しでも近づけたいとの思いから

色々な定数でのXfeedが世に出ていると思います。

スピーカでは右スピーカの音は少しの時間遅れで左耳に到達しますが

ヘッドフォンでは完全に分離されていますのでそれを補おうという試みがXfeeedです。

LTspiceして見ました。

RAのみ信号注入。

R9_C4のLPFを通過したのがRed Line

C3_R8のHPF通過したGreen Line

低域成分を積極的にクロス・トークさせているように見えます。

A Memorial to the Grandfather of Headphone Enthusiasm

HeadWizeのPow Chu Moy氏の悲報を遅ればせながら知りました、合掌。

ブラウザ対応電子回路シミュレータ

インストール作業不要のブラウザで動作するシミュレータ２種。

１：ざわざわウエアズ

トップメニューはいたってシンプルです。

まずはアナログ電子回路シミュレータをクリックしてみてください。

OPA等のシンボルは右クリック（編集）で中身が表示されます。

Filter回路では実際に即したキャパシタを選択可能でとても親切です。

メニューの計算機がRUNボタンです。

２：Paul Falstad’s Circuit Simulator Applet 

こちらはCircuitメニューにたくさんのサンプル回路が用意されていました。

部品にオン・マウスー右クリック(Edit)で定数を変更できます。

アニメーションは見ていて楽しいです。

BF862_12para ( 60db Low Noise Amplifier)

Samuel Groner氏設計の

A low noise laboratory-grade measurement preamplifer は現用で使用しています。

回路の理解を深める目的でシミレーションをしてみました。

オリジナルは８パラですが12パラでLTspiceしてみました。

定電流回路等オリジナル回路と異なります。

.opでDCサーボが動作していることを確認した後に周波数特性をみてみました。

ゲイン６０dbで１Hzから１MHzまで伸びています。

直流特性と交流特性が問題ないことを確認したのでノイズをみてみます。

ゲインが６０dbなので入力換算にすると

10Hz@1.9nV/√Hz

100Hz@654pV/√Hz

1KHz@356pV/√Hz

10KHz@307pV/√Hz

100KHz@301pV/√Hzという結果でした。

Linear Technology AN159

副題が「The Quest for Quiet」という

Measuring 2nV/√Hz Noise and 120dB Supply Rejection on Linear Regulators

THAT300を並列接続してノイズの低減化を図っています。

回路図のフロント部をLTspiceしてみました。

100Ωx4(=25Ω)でサミングされたゲインは100Ω/25Ωで4倍になり

前段のゲインは25倍なのでトータルで100倍(40db)になっています。

このノイズは電源電圧が+/-15の時です。

AN159の回路と同じ電源電圧を+/-4.5Vすると663pV/√Hzでした。

低域で波打っているのは出力の330uFで形成されるHPF(約10Hz)の影響です。

10Hzのピークを除けばゲインは100倍なので

入力換算で500pV/√Hzをかろうじて切っているということになります

AN159での実測データを拝借しました。

周波数軸に注意して比較してください。

平坦部分は500pV/√Hzラインです。

入力換算で500pV/√H以下の壁は厚いですね。

ADA4898 20_paralles ( 40db Super Low Noise Pri Amplifier)

ADA4898-2は２回路入りを１０個使用して２０パラのLTspiceです。

ゲインは４０db（１００倍）です。

G=４０dbでの帯域は９１５KHz(-3db)でした。

ノイズは２２nV/√Hz÷Gain(１００)＝２２０pV/√Hz@100KHzでした。

ご希望があれば基板化して頒布いたしますのでご連絡ください。

G=20dbでの周波数特性は3.79MHz(-3db)でした。

Nazar vs Salas_Output Impedance

Shunt RegulatorのSalasとNazarの出力インピーダンスをLTspiceしてみました。

入力電圧は9Vで出力電圧は約5Vに設定してあります。

Nazar（赤）は1MHz位までフラットです。

Salas（青）は70KHzあたりから右肩上がりになっています。

Nazarは位相も平坦です。

出力に配線のインダクタンスと抵抗を5nH,10mΩとして接続します。

Salasはケルビン接続の効果で出力インピーダンスはほぼ同じような特性になっています。

また　Salasの位相変化は少なくなる方向に寄与しています。

Salasはケルビン接続のインダクタンスと抵抗で再生音に影響がでるかもしれません？

Nazarは配線抵抗の影響を受けていますが位相は１００KHzまで素直に推移しています。

SalasはZobel Networkが必須らしいです。

Salasは気にはしているのですが、まだ組立てた事はありません。

Salas氏はdiyAudioで熱く語られています。

Nazar氏のLTspice データと説明はこちらから。

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2月8日：データを追加しました。

上図のグラフは出力電圧のカーブで電流で割るのを忘れていました。

以下は出力電流で割っての出力インピーダンス特性です。

100nS Double Pulse Generator(2)

2個の100nS幅パルスを合成するためにAD8045を差動増幅器構成にして下図のような合成パルスを創ります。

最初の100nSパルス(pos)は非反転入力に

後続の100nSパルス(neg)は反転入力に接続して

均等な+/-100nSパルスを創るのが目的です。

AD8045のデータシートを読み

デモボードのレイアウトを参考に

SOIC変換基板で配置を考えました。

0603(1608)サイズのチップ抵抗は1.27mmピッチにギリギリ半田付けができます。

AD8045は出力ピンがFBとして1番ピンに配置されていますので

差動構成の抵抗はシンメトリカルにできます。

この変換基板は片面パターンで裏面にグランドパターンは無いので好都合です。

レギュレータは78L05、79L05を使用し出力は最短接続です。

バイパス・コンデンサのリターンは出力のSMAコネクタへ均等で最短と理想的です。

エアトリマーを追加して応答を微調した結果は良好でした。

エアトリマーはR1とR３に並列接続します。

上図のエア・トリマーに0.9pF〜16pFとありますが1.6pF〜16pFの誤りです。

このトリマーは秋月さん扱いで気に入って使っています。

この項はこれで終わりにいたします。

100nS Double Pulse Generator(1)

先のLTspiceの結果を踏まえて100nS幅のDouble Pulserを創る事にしました。

MultiSimで回路を組んでみた結果が下図です。

Triggerは74HC4060で生成し

遅延回路のゲートで100nS幅のダブル・パルスが得られました。

Triggerは同期が取れています。

試作してみました。

シミレーションではSN74F74を使用していますが試作では　PO74G74A(fmax600MHz)を使用しています。

試作基板にはシミレーションの回路図には記載されていない出力ドライバIC(74F3037)等が実装されています。

各ブロックのICにはここで創った5V-LDOが3個POLとして使用しています。

またDelay回路の定数はシミレーション結果とは異なりましたが

シミレーションで勘所が把握できていたので容易に対処できました。

右下のスチコンの容量で調整しました。

立上り時のピークは変換基板のインピーダンス不整合による反射と思われます。

上図での測定はスコープ直結ですが30cmの同軸ケーブルを接続しても

同様な応答でしたので..........

出力を50Ωを介してショットキー・ダイオード(HP_5082-2835)を2個シリーズ接続で

クランプしてみました。

振幅を制限した効果は

Tr,Tfが3nSと同じになり出力電圧は50Ω終端で約1Vでした。

これをAD8045(VFA)、、AD8014（CFA)を差動増幅器構成のパルス・アンプにして

希望したシミレーション結果が得られか試してみたいと思います。

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High Speed Comparator（LT1720）も用意していたのですが

整形する必要がない素直なレスポンスだと思います。

しいて言えばパルス幅がTr,Tf分やせるのでスレッシュ・ホールド電圧を<100mVに
にしてコンパレートするとやせた分は取り返せると思いますが

High Speed Comparatorとはいえ有限なTr,Tfがあります。

ちなみに用意したLT1720は4.5nSです(修正：Tr=2.5nS typ. Tf=2.2nS typ.）

Tr=Tf=3nS.......は......ナイスな応答だと思いま せんか。

十分なベタアースを確保しましたがグランドラインにわずかなスパイクが発生しています。

もう少し続きます..................

AD8045 Double Pulse Generator

100nS幅のプラス・パルス＋100nS幅のグランド・レベル+100nS幅のマイナス・パルス

という波形が欲しくてAnalog Discovery 2の任意波形発生器で試してみました。

予想していた波形です。

コンパレータを追加してで処理しようと考えていました。

しかしこの波形ではちょいと無理があります。

ディスクリート・ハードで組むことにしてLTspiceで挙動を観測しました。

AD8045は1nSで1V以上のスルーレートがあります。

見事な応答だと思います。

シミレーションのV1,V4をどのような回路で組上げるか思案中です。

Fuseの I²t (A²sec)について(iDesign,Littelfuse)

ヒューズの過渡応答耐性をチェックしたいときに便利なツールがありました。

ヒューズは流れる電流を熱(ジュール熱)に変えて溶断させます。

サージ耐性での寿命を考慮するときはI²t (A²sec)特性で評価するそうです。

リテルヒューズ社にiDesignというオンラインツールがありました。

ユーザー登録すると使用できます。

過渡波形の入力方法の簡単な評価はパルス幅とピーク電流を入力するだけで

積分値のI²t (A²sec)を計算してくれます。

実測で得られた波形がある時は手書き入力も出来ます。

CSV形式を読み込む事も可能なので

シミレーション結果の損失カーブを読み込ませればより的確な評価が出来るのではないでしょうか。
LTspiceでは損失カーブをCommand+左クリックで積分値が得られます。