CDE vs KMG

CDEの33uF/1400Vポリプロピレン・キャップの特性はMLCCようなカーブでした。

改めて電解コンデンサと比較して見ました。

ロウビキの糸で巻いたのが33uF/400V(KMG)

電解コンデンサ・KMGは33uF/400Vの測定結果です。

耐圧50V,200V,450Vも同じような特性でしたので省略します。

オレンジは素の状態でグリーンは被覆を剥がして糸をタイトに巻いた状態です。

若干の改善が見られているようにみえます。

CDEとの比較です。

Type 944U Polypropylene(Cornell Dubilier)

Bunpeiさんから

CDEキャップのインピーダンス測定をして欲しいという事で送られてきました。

なお現品は送り返さなくとも良いとのことで

ご厚意に感謝するとともに大変に有難うございます。

直径が84.5mmと大きいです。高さは41mmです。

耐圧が1400Vでカタログによるとインバータ用途に使用されているようで

Metallized　Polypropyleneでインダクタンス成分が少ないという。

Analog DiscoveryのWaveFormsはバージョンアップされていました。

最新バージョンは

Impedance Analyzer機能にDigilent社製の

Impedance Analyzerアダプターを選択できるメニューが追加されていました。

上記のリレーで抵抗を切り替えていますが

自動で最適抵抗値を選択してくれる機能では無いようです。

下図メニューにAdapterが追加されていてこれがDigilent用です。

今回の測定は自前の治具で行います。

選択されている項目はResister First Modeで自前の治具用になります。

1st：Short Compensation

性能の良いキャップなので短絡補正も厳密に行います。

2nd:Open Compensation

解放補正も測定端子であるキャパシタのネジ間隔をキープします。

3rd:Measurements

気合いをいれてサンプル数を1000にしました。

Bunpeiさんからの電子郵便では

「仲間内では、可聴帯域内での位相特性が安定していると言われていますが、

羽澤様の精密な測定でもそれが出るかどうかを知りたいところです。」

皆様の耳は測定器だったりします。

測定結果の位相特性は

100KHz Overまで平坦性を保ち応答は理想的だと見て取れます。

110KHz付近でディップしているカーブはインピーダンス(IZI)特性で

ノイジィなグラフはRs特性です。

参考資料

出典元＿KEYSIGHT : インピーダンス測定の基礎 Rev.1.6

ADM7151 vs LT3042 (Output Impedance) by Analog Dicovery

Low Noise Regulatorの代表格である2種類のOutput Impedanceの比較を試みます。
ADM7151は評価基板のByp Capとして100uF/4V polymer Capを追加してあります。
LT3042はユニバーサル基板でDIYしたものです。

入出力のCapは10uF/50V X7R+OS-CON 22uF/20Vで

Ref Bypass Capは4.7uF/35V PMLCAPです。

条件はLT3042の最大出力電流に合わせて測定しました。

Input Voltage : 5V

Output Voltage : 3.3V

Load Current : 200mA

ついでにTPS7A4700の評価ボードのデータも収集しました。

実使用時は出力に接続されるパターンやワイヤのインピーダンスが加算される事になります。

という事で
リ−ド線と銅箔のインピーダンスが気になりあらためて測定してみました。

5x20mmの銅箔（35u..だと思う）で2mΩあります。

銅箔の中央部にそって半田を盛ったのがSolderで1mΩまで減りました。

銅線は2本を並列にするとインダクタンスが下がります。

セオリ−通り打ち消し具合が間隔により変化しています。

ピッチは5mmと2.5mmのアバウトな間隔です。

φ0.8 L=20mmのインダクタンスは半田付け部分をのぞいて17mmとすると12.58nHです。
100KHzにおけるインピーダンスは7.9mΩで実測値は6.8mΩでした。

TPS7A4700評価基板の出力は端子迄グランドプレーン構造になっています。

これはかなりのインピーダンスだと思い測定してみました。

測定箇所1は出力端子の裏側で半田付け。

測定箇所2は出力キャップに直接半田付け。

違いは驚く程ありました。

上記グランドプレーン構造のパターンは1KHzにおいて1mΩ弱でした。

レギュレータの出力インピーダンスを最大限に生かす為には

負荷端に太く短く配線する事が大事だという試験結果でした。

LT3024のセンス端子の効用。

DIY_LT3024 PCBに20mm長のワイヤを配線して故意に出力インピをあげて
センス端子の効用を実験してみました。

結果は若干ながら改善がみられれています。

最後に活躍してくれたDIY Impedance Analyzer Intefaceの写真を再度掲載しておきます。

今回のAnalog Discoveryでのデータ収集はWaveForms2015を使用しました。

WaveForms2015を1世代のAnalog Discoveryで動作させているせいかは不明ですが
Network Analyzerを10Hzから100KHzまでの500ステップ・スイープはWaveForms2.7.5よりかなり遅いです。
しかしWaveForms2015のNetwork Analyzerには下図の機能がついているので使用しました。

MagnitudeのGain(X)機能のお蔭でExcelにExportしたときに直読容易なLog-Logにしやすくなります。

ADM7151 vs LT3042(Load Transient)

Low Noise Regulatorの代表格である2種類のLoad Transient(Step Response)の比較を試みます。
ADM7151は評価基板のByp Capとして100uF/4V polymer Capを追加してあります。
LT3042はユニバーサル基板でDIYしたものです。

入出力のCapは10uF/50V X7R+OS-CON 22uF/20Vで

Ref Bypass Capは4.7uF/35V PMLCAPです。

条件はLT3042の最大出力電流に合わせて測定しました。

Input Voltage : 5V

Output Voltage : 3.3V

Load Current : 10mA-200mA

ADM7151

LT3042

LT3042はスパイク成分が1/2、200mA時の変動がほぼ0という結果でした。

あくまでも最初に記述した条件化のレスポンス結果です。

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測定治具は以前製作したJim William氏のLinear Technology Application Note 104です。

製作した治具の不具合を発見しました。

原典にはDUTとスイッチ部分の接続は最短と記されています。

考慮したつもりでしたが理解不足でした。

下図に詳細を記します。
上記データはDUTの出力に直接SMAコネクタを直づけしてDCR,Inductance成分を極力排除して測定しました。

Analog DiscoveryのFFT Analyzerについて

A Low noise laboratory-grade measurement preamplifierの記事の中で
FFTでのスペクトラムに関して

henさんから下記のようなご指摘がありました。

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http://www.diyaudio.com/forums/parts/229827-nxp-bf862-warning.html

BF862には1/f雑音のコーナーが高いものがあるそうです。
アナログ回路のおもちゃ箱さんのアンプはFFTでコーナーが5kHz弱に見えますが、これはanalog discoveryとどちらが原因ですか?
BF862が原因ならまさしく玉に傷です。20kや100kの帯域幅で見れば十分小さい傷ですが。

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下記は10Hzから100KHzまでのFFTで

　へんさんご指摘のように5KHzあたりから下の方が盛り上がっています。

という事でアンプ単体を入力短絡で10Hzから10KHzまでのスペクトラム確認です。

上記写真の5KHzあたりからの盛り上がりはみられませんが

ここでまたスタ−ト地点が少し盛り上がっています。

2Hzから200Hzまでのスペクトラムです。
このカーブはアンプの1/fノイズだと考えます。

回りの測定器類の電源は全て切ってありますがわずかに50Hzがみえます。

henさん

Analog DiscoveryでのFFT Analyzerは設定帯域を広くするとスタート地点は盛り上がる傾向にありました。

ご指摘のお蔭でFFT Analyzerを使う際の注意点が判りました。

玉に傷で無くて良かったです。有り難うございました。

抵抗のジョンソン・ノイズ測定

先に製作したSamuel Groner氏設計のBF862_8パラの増幅器は100KHz帯域幅で入力換算0.12uVでした。

50Ωのノイズは√4KTBRから0.29uVになりますので今回の増幅器を通すと
1000倍されて290uVになるはずです。

入力に50Ωのターミネータを接続すると指示値は300uVでしたが
向きを調整して誘導を最小にすると270uV迄下がりました。

*

指示値(rms)を精確に読んでみました。

100Ω以上はケースを2重シールドにして測定しました。

括弧内はノイズ電圧の計算値です。測定値は1000倍した値です。

short→測定値118uV(1000倍,BW100KHz)0.118uV(RTI)

1Ω(0.04uV)→測定値122uV（アンプのノイズレベルに埋もれている）

10 Ω(0.13uV)→測定値160uV

100Ω(0.40uV)→測定値360uV

1000Ω(1.28uV)→測定値1090uV

以上、抵抗のジョンソン・ノイズ測定結果でした。

（アンプのノイズ電圧は計算値では約9Ωの抵抗ノイズに相当します）

*

このアンプを製作した当初は
前に作った60dbアンプとさして変わらないなぁとしばし放置していました。

今回の60db Ampの帯域が1MHz(-3db)のままのノイズは320uV。

以前作った60db Ampは10Hz~100KHz BPF で420uV。

帯域が広いまま比較していたという詰めの甘さを露呈した経過でした。

A low noise laboratory-grade measurement preamplifier 

PSU for High end audio without electrolytic capacitors＿3

さらなるチューンナップ。ノイズ波形が綺麗になりました！？

Test Condition

Vin:5.2V Battery  Vout:3.3V Loard:20mA

60db 10Hz〜100KHz Low Noise Amplifierでノイズを増幅して測定。

夏休み自由工作の課題終了です。

PSU for High end audio without electrolytic capacitors＿2

Nazarの回路を小さな基板にくんでTwistPearのTrident v3.0とノイズ比較をしてみました。

入力電圧条件(5V)が同じになるように前回の回路を変更してあります。

RMSメーターの読み（赤字）ではNazar CircuitはTrident v3.0の半分以下とLow Noiseな結果になりました。

測定風景

0.1Hz to 10Hz Noise Filter (Histgram)

ADM7150評価基板のヒストグラム（500秒）です。

スコープでトレンドを観測しても労する割には得られる情報は少ないですが
ヒストグラムにすると1/fの中味が見える気がします。

トレンド・チャートは省略して1時間のヒストグラムを観測してみました。

観測時間が長いほど綺麗なガウシャン分布になりました。

TPSとADMは美しい裾野を描いています。

0.1Hz to 10Hz Noise Filter 測定編2

先日の「0.1Hz to 10Hz Noise Filter 測定編」のデータは回路に不具合がありましたので改めて測定しました。

この領域は時間軸を長くしても最大ピークを観測する事は確率的に困難です。

しかしながら

時間軸をスコープの最大レンジでフル・スパン500秒のデータを収集してみました。

トリガリングして表示するまで結構な時間がかかります。

これらの波形に再現性はありませんが
0.1Hz to 10Hz Noiseはこんな案配に発生しているのだという雰囲気を味わっていただけれと思います。

フィルタ・ゲインは40db(100倍)なので縦軸は50uV/div.です。

ADM7150の場合：ピーク・カーソルの読みが27.325mV=273.25uVp-p

ADM7150評価ボード

TPS7A4700評価ボード

Trident v3.0製品