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02. Linear Regulator

2016年12月23日 (金)

TPS7A4700 Noise Spectrum

猛烈なノイズ・スペクトラムを入力電源としての測定です。

20161223_221441

入力電源はAgilent(E3631A)のテスト・ベンチ用です。

測定は全て60db Ampを介して行いました。

電子負荷で200mA消費時のデータです。

商用周波数の影響は無視してください。

これを取り除くためにはバッテリ−電源でファラディ・シールド対策が必要と思われます。

20161223_230212

テスト・ピースです。この他に電圧設定無しでの出力電圧1.4Vも測定しました。

Noise Reduction用のキャパシタには1uF/35Vのタンタルを実装しました。

20161223_230237

冒頭のグラフをエクセルで体裁を整えてデータシートと比較してみました。

データシートでの負荷電流は500mAですが収集したデータの負荷電流は200mAです。

測定方法と条件が異なりますので参考データですがよく再現できていると思います。

出力電圧が1.4Vと3.3V以外はヘッド・ルームを1Vに設定しました。

参考:Analog DiscoveryのWave Forms2015

Device ManagerでScopeを2x16kに設定するとBINsはAUTOで8193になり
ストップ周波数を8.192KHzにするとResolutionが1Hzになります。

20161224_133313

下図データシートの横軸は1MHzですが収集したデータ(上図)は8.192KHz迄です。

注意して比較して下さい。

20161224_132622

テスト・ピースでの15V(200mA)時の10Hz〜100KHz BPF出力ノイズは少し
ふらついていますが5.8uVrms~6.4uVrmsでした。

TPS7A3301 Step Respnce

Feedforward Capacitorを増やす事によりノイズ・スペクトラムが改善されましたが

他のスペックに影響が無いかの確認測定を試みました。
手っ取り早く過渡応答特性を測定してみました。

下図はデータ・シートからの引用です。

縦軸は100mV/div.ですが....なぜにもっと感度を上げたデータにしないのでしょうか。
20161222_225946

それはさておき
Cf をデータ・シート推奨の10nFでのStep Response(過渡応答特性)です。
入出力条件は上記とあわせてあります。
縦軸の感度を上げていいるので凄く悪いように見えますが
ほぼデータ・シート通りの結果です。
Vertical:20mV/div.
Horizontal:100uS/div.

Step_responce_cf10nf

ここでまたノイズ・スペクトラムが改善されたCfを1uFにした時のレスポンスです。
微差異の説明は省きますがCfを1uFにしても応答波形は問題ありませんでした。
というよりか若干改善されています。

Step_responce_cf1uf

Cfを1uFにした時のスタート・アップ時間ですが安定するまで6秒程要しています。

消費電力を気にしなければ
Feedback Networkの値を一桁下げるのも一案かと思いてきました。

Scope_30

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2016年12月22日 (木)

TPS7A3301 Feedforward Capacitor

前回の記事でTPS7A3301 -15V出力電圧のノイズ・スペクトラムは
Feedforward Capacitor(以下Cf)を増やすと改善されました。

Cfを増やすと起動時間も長くなります。良く言えば?スロースタートになります。
Cfには電源オフ時にFBピンから出力に放電電流が流れます。
結果FBピンに一瞬、正の電圧が印可されます。
FBピンの絶対最大定格は-2V〜+0.3Vです。
下図データのCfは標準の10nFです。ピークで+600mV程あります。
時間は10mS程です。
絶対最大定格の+0.3Vを超えていますが時間が短いからダメージへの影響は無いのでしょうか。

Scope_18

ノイズ・スペクトラムが改善されたCfは1uFでした。
Cfを1uFにして観測してみました。
縦軸、横軸共に上記と違いますので注意してみて下さい。
300mVを超えている時間が200mS程あります。
この状態で実験していても破損する事はありませんが
毎回繰り返しているとICにストレスが加わると考えます。

Scope_19

FBピンにVfの小さなショットキー・ダイオードを接続してみました。
300mV程でクランプされています。
これで安心してCfを大きくした時の実験ができそうです。

Scope_20

上図を最初の10nF測定時のスケールと同じくしてみました。

Scope_22

実験した回路図です。

SDはR2に親亀小亀で実装しました。

出力に電子負荷装置で600mA流して入力電源をON-OFFした結果です。

負荷が軽くなってもクランプ電圧は変化しませんがクランプ時間は長くなります。

20161222_165655

2016年12月21日 (水)

TPS7A3301 -15V Noise Spectrum

パターン・ミスを発見!

Crefはグランドに接続しないといけないのに入力パターンに接続されていました。

下図のように修正して測定しました。

20161221_180219

-5V出力:微分補償用コンデンサのCfをは10nF

入力電圧:ー6V 負荷電流:150mA

入力電源はAgilent E3631A です。

下図はエクセルで体裁を整えました。

縦軸は収集したデータを10^(db/20)で計算させてlog-log表示にしてみました。

20161221_171259

-15V出力:微分補償用コンデンサのCfを変えた時のノイズ・スペクトラムです。

入力電圧:ー16V 負荷電流:150mA

入力電源はAgilent E3631A です。

Red:10 nF

Blue:100nF

Green:1uF

Black:60db Amp Noise Floor

*

LT3042と異なり原理上出力電圧をあげるとノイズは増えます。

上記-5V出力と比較してみて下さい。縦軸の表示方法は異なりますが

下図の-60dbラインが1uV/rtHzになります。

20161221_212009

TPS7A3301のデータシートからの引用グラフです。

出力電圧でノイズ・スペクトラムが変化しています。

20161221_184506

小さな放熱器を接着してヘッド・ルーム1Vで600mAを流して温度上昇を試験中。

20161221_230635

2016年12月20日 (火)

TPS7A4700,TPS7A3301共用基板

用途によって負電圧のレギュレータが欲しい時は
TPS7A4700用の基板を変更してTPS7A3301を実装していました。
その基板もストックを使い果たしてしまいましたので両用できる基板を作りました。
外形はルーター仕上げですがシルク印刷のギザギザが雰囲気を損ねます。
TPS7A4700,TPS7A3301はともに入力印可電圧が最大36V
出力電流が1Aという優れた仕様ですが
今回の基板もLDO特性を利用して入力電圧を出力電圧+1V強として
PSRRを確保しつつ放熱の制限から出力電流は100〜200mAに抑えて
という用途に限定されます。
入力にはX2Yを実装しました。
長穴加工部を半田で埋めてでグランド・インピーダンスが少なくなるようにしました。
これによって入出力コンデンサの共通グランド・インピーダンスが小さくなります。
半田面からTPA7Axxxxのサーマル・パッドに半田付けが容易な大きめなスルー・ホールを設け
小さな放熱器を導電性接着剤で取り付けられるようにレジストを抜きました。
LT3042 Smallと同じ大きさで12.8mmx23mmです。
というかこちらの大きさがオリジナルでLT3042 Smallを創りました。

20161220_232418

おなじみのTPS7A4700は半田ジャンパーで出力電圧を設定します。

20161220_225349

負電圧出力のTPS7A3301は TPS7A4700とピン・アサインが同じです。
出力電圧設定のためのフィード・バック抵抗を半田面に設けました。
R1が出力ピンの至近に配置できましたので
出力インピーダンスは良い結果ができる事を期待したい。
CFは部品面に配置しました。
理想的にはR2のグランドは個別にサーマル・パッドのグランドに接続したかったですが
長穴での太く短いグランド・パターンでカバーできたと考えたい。

20161220_225410

組上げましたらまたレポートします。

2015年8月11日 (火)

PSU for High end audio without electrolytic capacitors

表題の回路説明はS-Audio Systemsにあります。

電源の出力から電解質による聴感上の音のシフトを廃止するというコンセプトのようです。
上記サイトから回路図を引用しました。
回路図を最初に見た時はR2で出力インピーダンスが決まってしまうと考えていました。
巧妙な回路だと思い、また図面で読み切れない時は実験してみよう!
という事で
回路の正電源部分のみ3.3V出力になるように定数を変更して実験してみました。
R2及びR4の定数の決め方は上記リンクのサイトを参考にして下さい。
今回の実験では出力電圧3.3V、シャント電流100mAに設定しました。

20150811_175539

LTspiceでざっくりと挙動を把握してみました。

このノイズ特性が回路を組んだ時にどのようになるのか興味がわきます。

20150811_173146

ステップ応答で出力インピーダンスをチェックしてみました。

20mAの変化で1.75mVのドロップ電圧なので87.5mΩになります。

R2(5Ω)が出力インピーダンスに関係のない事がわかります。

この状態で出力に1000uF(ESR:68mΩ)のキャパシタを追加するとひげはとれますが

ステップ波形に変化は見られませんでした。

20150811_174819

実測値です。

出力電流20mA時のノイズは0.92uVrmsでした。

測定は10Hz~100KHz 60db Ampを介して測定しましたので写真の1mVレンジは1uVになります。

UA-1Sの周波数範囲の仕様は20Hz~150KHz(-0.5db)ですが実測したところ下限の20Hzは7Hzまで伸びていました。

20150811_172821

 スコープでのp-p波形です。まだ50Hzの誘導が残っています。

uVオーダーの測定にはしっかりしたシールド・ボックスが欲しいところです。

キャプチャー画面は5.1mV(5.1uV)p-pですが実際は9mV(9uV)p-p位迄揺らいでいます。

20150811_183117

試作した基板です。

330Ωを2本並列接続して負荷抵抗(20mA)としています。

出力は0.1uF/50V X7Rが5個並列のみです。

お薦めはCOG(NP0)を使用します。

写真でOSコンは使用していません。

LM317の入力に1000uFを入れてありますが実際は1〜10uFで良いと思います。

0.1uFの実装は配線インダクタンスに配慮しています。

20150811_172849

出力電流は20mAを流した状態でFETで+20mAをスイッチングした波形です。

+20mAで600uVのドロップ電圧なので出力インピーダンスは30mΩです。

シミュレーションでは87.5mΩでした。

これは使用しているトランジスタの違いだと勝手に解釈しました。

BC557C→2SA1015

2N2222→ZXT690BKCT

下記のデータを取ったあとに活線状態で出力に1000uFを接続したところ

600uVのドロップ電圧が975uVと大きくなり、接続無しでも975uVになってしまいました。

出力インピーダンスは49mΩまで劣化してしまいましたが、この値でも優秀です。

突入電流が悪さをしたようです。次回からは気をつけようとちょいと反省。

20150811_192057

上記はスイッチング周波数が1KHzです。

スイッチング周波数を遅くして6Hzとした時の応答です。

20150811_215014

FETを追加して+20mAをスイッチング出来るようにした様子です。
入力は51Ωで受けてゲートへは100Ωをシリーズに接続しています。
すべて最短距離です。

20150811_192402


バッテリー駆動はNiCdを使用して安全の為にポリスイッチをいれてあります。
強力なアリゲータ・クリップでマイナス・ラインをシャシーに落としています。
50Hzを僅少にする為にシャシーの角度を変えたり、白子のりが入っていたブリキ箱をのせたりします(笑)
20150811_224121

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2015年8月 6日 (木)

FINESSE VOLTAGE REGULATOR NOISE! 回路組立測定

回路を組み上げての実測風景です。
電源はラボ用のAC電源ではグランドから誘導がのる為にバッテリ−駆動で同軸ケーブル給電としました。
10Hz~100KHz 60dbのLow Noise Ampを接続します。

20150806_192658

回路構成はLT1763 -3.3VにClean-up回路を接続し出力電圧は3.3Vです。
抵抗値等はオリジナル回路(15V)から3.3V用に変更しています。
10Ωが挿入されていてもLT1763はセンス端子がありますので出力端に
センスを接続すると3.3Vが得られます。
出力電流は20mAなので10Ωでのドロップ電圧は200mVになります。
実測ではLT1763の出力は3.42V、最終出力電圧は3.22Vでした。
R3をトリミングした結果、ノイズ・リダクションは-28.7dbと優秀です。
注:この波形は1:1のプロ−ブでの1mVレンジでも測定できません。
*
スコープの電圧軸は同一スケールで20uV/div.です。
赤字はスコープの読みをアンプのゲインで割った値を上書きしました。

20150806_191849

参考迄にデーターシートからLT1763−5のノイズ波形です。
今回のBYPは1uFを使用しています。
LT1763のノイズはカタログ値で20uVrms(10Hz~100KHz)です。
実測では15uVrms(10Hz~100KHz)で
最終出力では0.6uVrms(10Hz~100KHz)でした!20150806_200017
0.1Hz〜10Hz 40db BPFを介してのヒストグラムです。

20150806_191816

R3はボリュームを追加してトリミングしました。

RMSメータでノイズが低くなるように調整します。

ブロードですがディップ点はありました。

20150806_192619

ノイズのクリーン・ナップは良い結果が得られました。
また静的な電圧はセンス回路が働いて10Ωのドロップ電圧は補正されています。
しかし出力インピーダンスが10Ωありますので必然的に過渡応答特性は良くありません。
消費電流があまり変化しない例えば発振回路等に適していると思います。
*2N4401は秋月扱い。
Let's Enjoy

2015年7月28日 (火)

FINESSE VOLTAGE REGULATOR NOISE!

diyAudioのReducing noise in voltage regulatorsというフォーラムで

FINESSE VOLTAGE REGULATOR NOISE!というホワイトペーパーがある事を知りました。
面白そうなのでLTSpiceで挙動を観測してみました。
この回路はノイズを反転増幅させてグランドにシャントするような動作をするようです。

20150728_172400

オリジナル回路定数での結果です。
上から順にOUTPUT、LM317OUT、LM317REFです。
LM317REFはマーカーとして入れてあります。

20150728_170217

8.2Ωを間違えて8.1Ωとしてしまいましたがさして変化はありませんでした。

20150728_170352

C2を大きくすると低域も改善できると考え1000uFにした結果です。

フリッカー領域まで改善されました。

20150728_171914

回路定数をいじってみました。

R7を15Ωから10Ω,R3を1KΩから470Ωに変更しています。

C2は1000uFです。

R6の値はシミレーションしていてクリチカルな事がわかりましたので
.step paramという覚えたて!のコマンドを使って変化させてみました。

6Ωから9Ωまで0.1Ωステップで変化させます。

20150728_171142

RUNさせるとOUTPUT描画は上から下へそして上へと変化しました。

ディップ点の抵抗値は7.4Ωでした。

オリジナルの定数では14db程の改善でしたが

200〜20KHz領域では60dbの改善結果です、ホント!?

20150728_171131

最終結果です。

参考:10Vを基準にした時のdb換算

-80db:1mV

-100db:100uV

-120dB:10uV

-140db:1uV

-160db:100nV

20150728_170817

20150728_170405

この回路のノイズは定数をトリミングした結果、非常に少なくなりました。
しかし
出力電流はせいぜい10〜20mAです。ノイズ検出抵抗器のR7による制限です。
負荷電流を流した状態でLT317の電圧を希望値に合わせ込むと良いと思います。
用途としては
負荷電流があまり変化しない回路向きと考えます。
後日回路を組んでシミュレーション結果とノイズを比べてみます。
WenzelのホワイトペーパーにはR7を小さくする手法も記されています。
興味のある方はご一読下さい。

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2015年7月 9日 (木)

0.1Hz to 10Hz Noise Filter 測定編

DigiKeyからチップ抵抗が着弾。

全て薄膜抵抗をチョイス。注文時に部品No.を入力しておくと2個のチップ抵抗でも
タグをつけてくれるので大変に助かります。

20150709_204924

「0.1Hz to 10Hz Noise Filter」 組立完了。

7500pF(NP0)を注文し忘れて手持ちの4700pFと3300pFをパラって8000pF。

Gainは60dbにする予定を変更してGain=40db。

入出力のコネクターはLEMOコネクター。

赤基板はオリジナルのユニバーサル基板で裏面はベタアース仕様。

20150709_204854

早速に「0.1Hz to 10Hz Noise Filter」で3種類のレギュレータを測定。

横軸は20Sec/div.でFull Span 200秒です。

縦軸は50uV/div.でFull Span 400uVです。

20150709_210610

20150709_210626

20150709_210640

2015年7月 3日 (金)

TPS7A4700 評価ボードのStep Responce

レギュレータのステップ・レスポンスにおいてパルスのtr,tfを変化させた時の
出力レスポンスを観測してみました。

駆動回路は前回シミュレートした回路を組上げました。
周期は100mSでパルス幅は120uSです。
スコープのスケールは全て同一でHorizontal:20uS/div.
Upper:Vertical:1mV/div. 電流波形:Vertical:2mV/div.  
Lower:Vertical:5V/div.
TPS7A4700 評価ボードの出力は内蔵のセラミック・キャップのみです。
負荷電流は約8mAを常時流しておいて約50mAをスイッチしています。
*
治具が異なると収集波形も異なっていました。
これについて追試してみようと思います。
今回は応答波形がステップ入力パルスのtr,tf でどのように出力されるかという事に的をおきます。
tr,tfが約100nS時の応答波形20150703_170013
tr,tfが約5uS時の応答波形
100nSから5uSまで可変していくと出力振幅は遅延しなら徐々に小さくなっていき下図のようになりました。

20150703_202225

tr,tfが約100nS時の電流波形

(MOSFETスイッチのソースに100mΩのシャント抵抗器を追加しその電圧をモニター)

20150703_165949

tr,tfが約5uS時の電流波形

20150703_165928

TPS7A4700 評価ボードの出力にLow ESR 1500uF/6Vを接続
手持ちの色々なキャパシタを試してみましたが固体アルミ電解が良い結果でした。

20150703_202306

20150703_202249

雑感

LDOにもよると思いますが

もう少し大きな差がでると予想していましたので意外な結果でした。

20150703_170700

参考資料:TI

1.AN-1733 Load Transient Testing Simplified

2.High-Speed Load / Line Transient Jigs and App Report for Testing Fast Response POL Regulators

この図はAN-1799からの引用ですがとても理解の助けになります。

20150703_195702

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